Сегодня у нас полезная самоделка для ценителей хорошего звука: высококачественный ламповый усилитель сделанный своими руками

Здравствуйте!

Решил я собрать двухтактный ламповый усилитель (уж очень руки чешутся) из, накопившихся у меня за долгое долгое время деталей: корпус, лампы,панельки к ним, трансформаторы и прочее.

Надо сказать, что всё это добро мне досталось даром (безвозмездно тобишь) и стоимость моего нового проекта будет 0.00 гривен,а если что-то надо будет докупить по мелочи, куплю уже за рубли (так как начал я свой проект в Украине, а закончу уже в России).

Начну описание с корпуса.

Когда-то это был,судя по всему, неплохой усилитель фирмы SANYO модель DCA 411.

Но послушать мне его не довелось так как достался он мне в жутком грязном и нерабочем виде, перекопан до нельзя и горелый сетевик на 110 В (японец, наверное) закоптил все внутренности. Вместо родных микросхем оконечного каскада какие-то сопли из советских транзисторов (это фото из интернета хорошего экземпляра). Короче, я всё это выпотрошил, и стал думать. Так вот, ничего лучшего чем запихать туда ламповик я не придумал (уж довольно много места там).

Решение принято. Теперь надо определяться со схемой и деталями. У меня есть достаточное количество ламп 6п3с и 6н9с.

Ввиду того, что однотактник я уже собирал на 6п3с,мне захотелось больше мощности и,порывшись в просторах интернета, я выбрал эту схему двухтактного усилителя на 6п3с.

Схема самодельного лампового усилителя (УНЧ)

Схема взята с сайта heavil.ru

Надо сказать, что схема, наверное, не самая хорошая, но ввиду её относительной простоты и доступности деталей решил остановиться на ней. Выходной трансформатор (фигура важная в сюжете).

В качестве выходных трансформаторов решено использовать «легендарный» ТС-180. Сразу камнями не кидайтесь (приберегите их до конца статьи:)) я и сам в глубоких сомнениях о таком решении, но учитывая моё стремление не тратить ни копейки на этот проект продолжу.

Выводы транса для моего случая я соединил вот так.

(8)—(7)(6)—(5)(2)—(1)(1′)—(2′)(5′)—(6′)(7′)—(8′) первичка

(10)—(9)(9′)—(10′) вторичка

на соединение выводов 1 и 1′ подается анодное напряжение, 8 и 8′ на аноды ламп.

10 и 10′ на динамик. (это я не сам придумал, нашел в интернете). Чтобы развеять туман пессимизма я решил проверить частотную характеристику трансформатора на глаз. Для этого собрал такой стенд на скорую руку.

На фото генератор ГЗ-102 , усилитель BEAG APT-100 (100V-100W), Осциллограф С1-65, эквивалент нагрузки 4 Ом (100W), ну и сам трансформатор. Кстати, на сайте есть .

Ставлю 1000 гц размахом 80 (примерно) вольт и фиксирую напряжение на экране осциллографа (около 2 в). Далее увеличиваю частоту и жду когда напряжение на вторичке транса начнет падать. Тоже самое делаю в сторону уменьшения частоты.

Результат меня, надо сказать, порадовал АЧХ практически линейна в диапазоне от 30 гц до 16 кГц, ну я думал, что будет намного хуже. Кстати, усилитель BEAG APT-100 имеет повышающий трансформатор на выходе и его АЧХ, возможно, тоже не идеальна.

Теперь можно собирать все до кучи в корпус со спокойной совестью. Есть задумка сделать монтаж и компоновку внутри в лучших традициях, так называемого, моддинга (минимум проводов на виду) и еще не плохо было бы сделать подсветку светодиодами как в промышленных экземплярах.

Блок питания самодельного лампового усилителя.

Сборку начну с заодно опишу его. Сердцем блока питания (да и всего усилителя, наверное) будет тороидальный трансформатор ТСТ-143, который я в своё время (года 4 назад) выдрал с мясом из какого-то лампового генератора прямо в то время, как его уносили на свалку. Больше к сожалению ничего не успел L жалко такой генератор, а может он еще и рабочий был или починить можно было … Ладно что-то я отвлекся. Вот он силовик мой.

Конечно в интернете нашел схему на него.

Выпрямитель будет на диодном мосте с фильтром на дросселе для анодного питания. И 12 вольт для питания подсветки и анодного напряжения. Дроссель вот такой у меня.

Его индуктивность составила 5 генри (если верить прибору) , что вполне достаточно для хорошей фильтрации. А диодный мост нашелся вот такой.

Его название BR1010. (10 ампер 1000 вольт). Все начинаю выпиливать усилитель. Думаю — будет как-то так.

Размечаю и вырезаю отверстия в текстолите под панельки для лампочек.

Получается неплохо:) пока мне всё нравится.

И так, и эдак. сверлим пилим:)

Началось что-то вырисовываться.

Нашел в старых запасах фторопластовый провод и сразу же все альтернативы и компромиссы по поводу провода для монтажа исчезли без следа:) .

Такой вот получился монтаж. Всё как бы «кошерно» накалы перевиты, земля в одной,практически, точке. Должно работать.

Пришло время городить питание. После проверки и прозвонки всех выходных обмоток транса припаял все необходимые провода к нему, и начал устанавливать согласно принятому плану.

Как известно, в нашем не легком никуда без подручных материалов: так пригодился контейнер от киндер-сюрприза.

И крышка от нескафе и старый компакт диск

Я повыдирал из плат телевизоров и мониторов. Все емкости не менее 400 вольт (знаю, что надо бы побольше, но не хочу покупать).

Мост шунтирую емкостями (какие были под рукой, наверное, поменяю потом)

Многовато получается, ну да ладно, под нагрузкой просядет:)

Выключатель питания использую штатный от усилителя (четкий и мягкий).

С этим готово. Хорошо получилось:)

Подсветка для корпуса лампового усилителя.

Для реализации подсветки была куплена светодиодная лента.

И установлена следующим образом в корпус.

Теперь свечение усилителя будет видно и в дневное время. Для питания подсветки я сделаю отдельный выпрямитель со стабилизатором на какой-нибудь КРКЕН подобной микросхеме (что найду в хламе) , от которого планирую запитать схему задержки подачи анодного напряжения.

Реле задержки.

Порывшись в закромах родины, я нашел вот такую совершенно нетронутую штуку.

Это радио-конструктор реле времени для фотоувеличителя.

Собираем, проверяем, примеряем.

Время срабатывания выставил около 40 секунд, а переменный резистор заменил постоянным. Дело идет к завершению. Осталось все собрать вместе, поставить морду, индикаторы и регуляторы.

Регуляторы (переменники на входе)

Говорят, от них может сильно зависеть качество звука. Короче я поставил вот такие

Сдвоенные по 100 кОм. так как у меня их два,то я решил запараллелить выводы получив тем самым 50 кОм и повышенную стойкость к хрипам:)

Индикаторы.

Индикаторы я задействовал штатные, со штатной подсветкой

Схема подключения была мною беспощадно выкушена с родной платы и также задействована.

Вот что в итоге у меня получилось.

При проверке мощности усилитель продемонстрировал напряжение на выходе 10 вольт неискаженной синусоиды частотой 1000гц на нагрузку 4 ома (25 ватт) одинаково по каналам, что порадовало:)

При прослушивании звук был кристально чистым без фона и пыли, что называется, но чересчур мониторным, что ли? красивым, но плоским.

Я наивно полагал, что он без тембров заиграет, но …

При использовании программного эквалайзера удалось получить очень красивое звучание, которое всем понравилось. Спасибо всем большое!!!

Вступление

И это реально! Усилитель, несмотря на относительную простоту, обеспечивает довольно высокие параметры. Вообще-то, по правде говоря, у "микросхемных" усилителей есть ряд ограничений, поэтому усилители на "рассыпухе" могут обеспечить более высокие показатели. В защиту микросхемы (а иначе почему я и сам ее использую, и другим рекомендую?) можно сказать:

• схема очень простая
• и очень дешевая
• и практически не нуждается в наладке
• и собрать ее можно за один вечер
• а качество превосходит многие усилители 70-х... 80-х годов, и вполне достаточно для большинства применений (да и современные системы до 300 долларов могут ей уступить)
• таким образом, усилитель подойдет и начинающему, и опытному радиолюбителю (мне, например, как-то понадобился многоканальный усилитель проверить одну идейку. Угадайте, как я поступил?).

В любом случае, плохо сделаный и неправильно настроенный усилитель на "рассыпухе" будет звучать хуже микросхемного. А наша задача - сделать очень хороший усилитель. Надо отметить, что звучание усилителя очень хорошее (если его правильно сделать и правильно питать), есть информация, что какая-то фирма выпускала Hi-End усилители на микросхеме TDA7294 ! И наш усилитель ничуть не хуже!!!

Основные параметры

Я специально проведу замеры параметров микросхемы и опубликую отдельно. Здесь же скажу, что микросхема устойчиво работала на активную нагрузку 2...24 ома, на активное сопротивление 4 ома плюс либо емкость ~15 мкФ, либо индуктивность ~1,5 мГн. Причем на емкостной и индуктивной нагрузках (не таких сильных, как описано выше) искажения оставались малыми. Нужно отметить, что величина искажений сильно зависит от источника питания, особенно на емкостной нагрузке.

Схема

Схема этого усилителя - это практически повторение схемы включения, предлагаемой производителем. И это неслучайно - уж кто лучше знает, как ее включать. И наверняка не будет никаких неожиданностей из-за нестандартного включения или режима работы. Вот она, схема:

Признаюсь сразу - никаких 80-ти ватт (и тем более 100 Вт) от нее не получишь. Реально 40-60, но зато это будут честные долговременные ваты. В кратковременном импульсе можно получить гораздо больше, но это уже будет РМРО мощность, кстати, тоже честная (80-120 Вт). В "китайских" ватах это будет несколько тысяч, если кого интересует. Тысяч пять. Тут все сильно зависит от источника питания, и позже, я напишу, как увеличить мощность, при этом улучшив еще и качество звучания. Следите за рекламой!

Описание схемы

Входная цепочка R1C1 представляет собой фильтр нижних частот (ФНЧ), обрезающий все выше 90 кГц. Без него нельзя - ХХI век - это в первую очередь век высокочастотных помех. Частота среза этого фильтра довольно высока. Но это специально - я ведь не знаю, к чему будет подключаться этот усилитель. Если на входе будет стоять регулятор громкости, то в самый раз - его сопротивление добавится к R1, и частота среза снизится (оптимальное значение сопротивления регулятора громкости ~10 кОм, больше - лучше, но нарушится закон регулирования).

Далее цепочка R2C2 выполняет прямо противоположную функцию - не пропускает на вход частоты ниже 7 Гц. Если для вас это слишком низко, емкость С2 можно уменьшить. Если сильно увлечься снижением емкости, можно остаться совсем без низких. Для полного звукового диапазона С2 должно быть не менее 0,33 мкф. И помните, что у конденсаторов разброс емкостей довольно большой, поэтому если написано 0,47 мкф, то запросто может оказаться, что там 0,3! И еще. На нижней границе диапазона выходная мощность снижается в 2 раза, поэтому ее лучше выбирать пониже:

С2[мкФ] = 1000 / (6,28 * Fmin[Гц] * R2[кОм])

Резистор R2 задает входное сопротивление усилителя. Его величина несколько больше, чем по даташиту, но это и лучше - слишком низкое входное сопротивление может "не понравиться" источнику сигнала. Учтите, что если перед усилителем включен регулятор громкости, то его сопротивление должно быть раза в 4 меньше, чем R2, иначе изменится закон регулирования громкости (величина громкости от угла поворота регулятора). Оптимальное значение R2 лежит в диапазоне 33...68 кОм (большее сопротивление снизит помехоустойчивость).

Схема включения усилителя - неинвертирующая. Резисторы R3 и R4 создают цепь отрицательной обратной связи (ООС). Коэффициент усиления равен:

Ку = R4 / R3 + 1 = 28,5 раза = 29 дБ

Это почти равно оптимальному значению 30 дБ. Менять коэффициент усиления можно, изменяя резистор R3. Учтите, что делать Ку меньше 20 нельзя - микросхема может самовозбуждаться. Больше 60 его также делать не стОит - глубина ООС уменьшится, а искажения возрастут. При значениях сопротивлений, указанных на схеме, при входном напряжении 0,5 вольт выходная мощность на нагрузке 4 ома равна 50 Вт. Если чувствительности усилителя не хватает, то лучше использовать предварительный усилитель.

Значения сопротивлений несколько больше, чем рекомендовано производителем. Это во-первых, увеличивает входное сопротивление, что приятно для источника сигнала (для получения максимального баланса по постоянному току нужно чтобы R4 было равно R2). Во-вторых, улучшает условия работы электролитического конденсатора С3. И в-третьих, усиливает благотворное влияние С4. Об этом поподробнее. Конденсатор С3 последовательно с R3 создает 100%-ю ООС по постоянному току (так как сопротивление постоянному току у него бесконечность, и Ку получается равным единице). Чтобы влияние С3 на усиление низких частот было минимально, его емкость должна быть довольно большой. Частота, на которой влияние С3 становится заметной равна:

f [Гц] = 1000 / (6,28 * R3 [кОм] * С3 [мкФ]) = 1,3 Гц

Эта частота и должна быть очень низкая. Дело в том, что С3 - электролитический полярный, а на него подается переменное напряжение и ток, что для него очень плохо. Поэтому чем меньше значение этого напряжения, тем меньше искажения, вносимые С3. С этой же целью его максимально допустимое напряжение выбирается довольно большим (50В), хотя напряжение на нем не превышает 100 милливольт. Очень важно, чтобы частота среза цепи R3С3 была намного ниже, чем входной цепи R2С2. Ведь когда проявляется влияние С3 из-за роста его сопротивления, то и напряжеине на нем увеличивается (выходное напряжение услителя перераспределяется между R4, R3 и С3 пропорционально их сопротивлениям). Если же на этих частотах выходное напряжение падает (из-за падения входного напряжения), то и напряжение на С3 не растет. В принципе, в качестве С3 можно использовать неполярный конденсатор, но я не могу однозначно сказать, улучшится от этого звук, или ухудшится: неполярный конденсатор это "два в одном" полярных, включенных встречно.

Конденсатор С4 шунтирует С3 на высоких частотах: у электролитов есть еще один недостаток (на самом деле недостатков много, это расплата за высокую удельную емкость) - они плохо работают на частотах выше 5-7 кГц (дорогие лучше, например Black Gate, ценой 7-12 евро за штуку неплохо работает и на 20 кГц). Пленочный конденсатор С4 "берет высокие частоты на себя", тем самым снижая искажения, вносимые на них конденсатором С3. Чем больше емкость С4 - тем лучше. А его максимальное рабочее напряжение может быть сравнительно небольшим.

Цепь С7R9 увеличивает устойчивость усилителя. В принципе усилитель очень устойчив, и без нее можно обойтись, но мне попадались экземпляры микросхем, которые без этой цепи работали хуже. Конденсатор С7 должен быть рассчитан на напряжение не ниже, чем напряжение питания.

Конденсаторы С8 и С9 осуществляют так называемую вольтодобавку. Через них часть выходного напряжения поступает обратно в предоконечный каскад и складывается в напряжением питания. В результате напряжение питания внутри микросхемы оказывается выше, чем напряжение источника питания. Это нужно потому, что выходные транзисторы обеспечивают выходное напряжение вольт на 5 меньше, чем напряжение на их входах. Таким образом, чтобы получить на выходе 25 вольт, нужно подать на затворы транзисторов напряжение 30 вольт, а где его взять? Вот и берем его с выхода. Без цепи вольтодобавки выходное напряжение микросхемы было бы вольт на 10 меньше, чем напряжение питания, а с этой цепью всего на 2-4. Пленочный конденсатор С9 берет работу на себя на высоких частотах, где С8 работает хуже. Оба конденсатора должны выдерживать напряжение не ниже, чем 1,5 напряжения питания.

Резисторы R5-R8, конденсаторы С5, С6 и диод D1 управляют режимами Mute и StdBy при включении и выключении питания. Они обеспечивают правильную последовательность включения/выключения этих режимов. Правда все отлично работает и при "неправильной" их последовательности , так что такое управление нужно больше для собственного удовольствия.

Конденсаторы С10-С13 фильтруют питание. Их использование обязательно - даже с самым наилучшим источником питания сопротивления и индуктивности соединительных проводов могут повлиять на работу усилителя. При наличии этих конденсаторов никакие провода не страшны (в разумных пределах)! Уменьшать емкости не стОит. Минимум 470 мкФ для электролитов и 1 мкФ для пленочных. При установке на плату необходимо, чтобы выводы были максимально короткими и хорошо пропаяны - не жалейте припоя. Все эти конденсаторы должны выдерживать напряжение не ниже, чем 1,5 напряжения питания.

И, наконец, резистор R10. Он служит для разделения входной и выходной земли. "На пальцах" его назначение можно объяснить так. С выхода усилителя через нагрузку на землю протекает большой ток. Может так случиться, что этот ток, протекая по "земляному" проводнику, протечет и через тот участок, по которому течет входной ток (от источника сигнала, через вход усилителя, и далее обратно к источнику по "земле"). Если бы сопротивление проводников было нулевым, то и ничего страшного. Но сопротивление хоть и маленькое, но не нулевое, поэтому на сопротивлении "земляного" провода будет появляться напряжение (закон Ома: U=I*R), которое сложится со входным. Таким образом выходной сигнал усилителя попадет на вход, причем эта обратная связь ничего хорошего не принесет, только всякую гадость. Сопротивление резистора R10 хоть и мало (оптимальное значение 1...5 Ом), но намного больше, чем сопротивление земляного проводника, и через него (резистор) во входную цепь попадет в сотни раз меньший ток, чем без него.

В принципе, при хорошей разводке платы (а она у меня хорошая) этого не произойдет, но с другой стороны, что-то подобное может случиться в "макромасштабе" по цепи источник_сигнала-усилитель-нагрузка. Резистор поможет и в этом случае. Впрочем, его можно вполне заменить перемычкой - он использован исходя из принципа "лучше перебдеть, чем недобдеть".

Источник питания

Усилитель питается двухполярным напряжением (т.е. это два одинаковых источника, соединенных последовательно, а их общая точка подключена к земле).

Минимальное напряжение питания по даташиту +- 10 вольт. Я лично пробовал питать от +-14 вольт - микросхема работает, но стОит ли так делать? Ведь выходная мощность получается мизерной! Максимальное напряжение питания зависит от сопротивления нагрузки (это напряжение каждого плеча источника):

Сопротивление нагрузки, Ом	Максимальное напряжение питания, В

Эта зависимость вызвана допустимым нагревом микросхемы. Если микросхема установлена на маленьком радиаторе, напряжение питания лучше снизить. Максимальная выходная мощность, получаемая от усилителя приблизительно описывается формулой:

где единицы: В, Ом, Вт (я отдельно исследую этот вопрос и опишу), а Uип - напряжения одного плеча источника питания в режиме молчания.

Мощность блока питания должна быть ватт на 20 больше, чем выходная мощность. Диоды выпрямителя рассчитаны на ток не менее 10 Ампер. Емкость конденсаторов фильтра не менее 10 000 мкФ на плечо (можно и меньше, но максимальная мощность снизится а искажения возрастут).

Нужно помнить, что напряжение выпрямителя на холостом ходу в 1,4 раза выше, чем напряжение на втоичной обмотке трансформатора, поэтому не спалите микросхему! Простая, но довольно точная программа для расчета блока питания . И не забывайте, что для стереоусилителя нужен вдвое более мощный блок питания (при расчете по поредлагаемой программе все учитывается автоматически).

В предыдущем выпуске «РадиоГазеты» была опубликована статья « ». Возможно для некоторых радиолюбителей повторить эту конструкцию будет несколько проблематично из-за использования в ней smd-элементов. Да и правильно припаять микросхему TPA6120 без специального оборудования и материалов тоже непросто.

В этой статье мы представляем вам конструкцию усилителя для наушников, выполненного на элементах в «привычных» корпусах, что облегчает её повторение радиолюбителями средней квалификации. Тем не менее параметры этого усилителя ни чуть не хуже, чем у конструкции в предыдущей статье.

Компания National Semiconductor производит широкий спектр микросхем для аудио-аппаратуры в том числе и топовых серий. Микросхема LME49600 представляет из себя усилитель (драйвер) тока и просто идеально подходит для усилителя для наушников. Даже в паспорте на эту микросхему National Semiconductor приводит пример усилителя для наушников, который и лёг в основу данной разработки. Операционный усилитель LME49720 от той же фирмы по своим параметрам отлично дополняет LME49600.

Схема

Принципиальная схема усилителя для наушников представлена на рисунке:

Увеличение по клику

Так как оба канала идентичны, рассмотрим работу одного из них. Входной сигнал поступает через разъём К2 на регулятор громкости P1. С движка потенциометра сигнал подаётся на неинвертирующий вход операционного усилителя IC1A, к выходу которого подключен драйвер LME49600 IC3. Резисторы R5, R1, R2 образуют цепь общей отрицательной обратной связи и определяют коэффициент усиления схемы.

Так как наушники имеют разную чувствительность и сопротивление, для некоторых моделей усиления схемы может оказаться недостаточно. Тогда следует установить джампер JP1, что повысит коэффициент усиления с двух до шести.

В схеме нет разделительных конденсаторов, все каскады связаны по постоянному току. Поэтому для исключения постоянной составляющей на выходе (от помех и наводок, флуктуаций питания и других причин) в схему добавлен интегратор на элементе IC1B.

Электролитические конденсаторы есть только в цепях питания и отсутствуют на пути прохождения сигнала. Это обеспечивает минимальные искажения и отсутствие фазовых сдвигов.

Измерения, проведенные на испытательном стенде, подтверждают превосходные характеристики схемы. По результатам прослушивания усилитель показал великолепное качество звучания .

Схема блока питания усилителя представлена на рисунке:

Увеличение по клику

Схема типовая и дополнительных пояснений не требует. Как и в предыдущей конструкции, благодаря использованию топовых микросхем с малой чувствительностью к качеству питающего напряжения, блок питания удалось сделать простым и дешёвым, на типовых интегральных стабилизаторах напряжения.

Конструкция

Усилитель выполнен на двусторонней печатной плате размерами 68 х 140 мм. (). Расположение элементов показано на рисунке:

Увеличение по клику

Чертеж платы со стороны элементов:

Увеличение по клику

Чертеж платы с нижней стороны:

Увеличение по клику

На левой части печатной платы расположены входные цепи усилителя. В средней части находятся драйверы и выходной разъём. В отличие от TPA6120 микросхема LME49600 имеет лепесток теплоотвода на верхней стороне корпуса. Его надо припаять к прямоугольным полигонам на печатной плате. Сделать это даже обычным паяльником не составит проблем.

В правой части расположены элементы блока питания. Сетевой трансформатор располагается за пределами печатной платы и крепится либо к корпусу, либо к отдельной плате.

Технические характеристики

• Диапазон воспроизводимых частот: 0 - 100 кГц;
• Искажения+шум <0,0003%;
• Рекомендуемое сопротивление нагрузки: от 16 до 300 Ом.

График зависимости искажений от выходной мощности (при разных сопротивлениях нагрузки) представлен на рисунке.

Усилитель сделан по схеме работающей в режиме АВ, гальваническая связь всех каскадов позволила охватить весь усилитель петлей широкополосной отрицательной обратной связью. Что обеспечило высокую стабильность работы при изменении питающего напряжения и температуры окружающей среды. Напряжение ОС снимается с эмиттеров выходных транзисторов и через R9 поступает на эмиттер VT1. Вторая ООС через R10 введена для уменьшения влияния конденсатора С5 на выходное сопротивление усилителя. Что дополнительно влияет на снижение КНИ.
Напряжение смещения базы выходных транзисторов поступает на VD2 включенного в цепь коллектора VT2. Нелинейность вольт-амперной харак-ки диода и ее зависимость от температуры окружающей среды используется для стабилизации выходного каскада.
С4 предотвращает самовозбуждение УМЗЧ на ВЧ, R11 предотвращает нарушение режима работы в случае обрыва цепи нагрузки.

Характеристики:

• Номинальная мощность 16Вт, максимальная 20Вт
• Номинальная чувствительность 0,32В
• КНИ на f=1кГц не более 0,25%
• Полоса пропускания при неравномерности АЧХ не более 2 дБ от 20 до 20кГц
• Отношение сигн\шум -80Дб

Источник питания — не стабилизированный, КТ3102Г можно заменит на КТ3102Е или на КТ 342Г. КТ630 на КТ807, он установлен на небольшой металлический радиатор. Выходные транзисторы имеют радиатор площадью не менее 100 кв см.

Налаживание сводится к симметрированию проходной динамической характеристики путем подбора номиналов R1 R2. При этом постоянное напряжение на эмиттерах выходных транзисторов должно быть равно половине питания. Кроме того VD2 подбираем так чтобы, на нем падало напряжение 0,9В.

Литература — Радиоконструктор 1999 — 07

• Похожие статьи

Войти с помощью:

Случайные статьи

• 15.10.2014

  На рис. показана схема простейшего усилителя НЧ, в котором можно использовать источник питания напряжением 4,5 или 9 В. При сопротивлении нагрузки 10 Ом и напряжении питания 4,5 В номинальная выходная мощность равна 70…80 мВт, а при повышении напряжения до 9 В 120… 150 мВт. В усилителе применены германиевые маломощные низкочастотные …

• 20.09.2014

  В соответствии со стандартами IEC на практике применяется четыре способа кодировки номинальной емкости. 1. Кодировка 3-мя цифрами Первые две цифры указывают на значение емкости в пикофарадах (пф), последняя - количество нулей. Когда конденсатор имеет емкость менее 10 пФ, то последняя цифра может быть «9». При емкостях меньше 1.0 пф первая …

Отдаваемое в последнее время предпочтение ламповым выходным усилителям мощности звуковой частоты для звуковоспроизведения высокой верности трудно понять, исходя из объективного их сравнения с транзисторными УМЗЧ. Ведь по всем измеряемым характеристикам современный УМЗЧ на транзисторах существенно превосходит ламповый. На наш взгляд, измеряемыми обычно нелинейными искажениями (НИ) не исчерпываются те искажения, которые определяют качество звуковоспроизведения.

В самых совершенных конструкциях транзисторных УМЗЧ уровень НИ доведен практически до слухового порога и даже ниже, поэтому сомнительно, что их можно воспринимать на слух, тем более в условиях маскировки полезным сигналом.

Дело, по-видимому, в том, что обычно измеряют НИ в установившемся режиме, когда переходный процесс после подачи на вход испытываемого усилителя измерительного сигнала уже завершен как на входе, так и на выходе усилителя, а в замкнутой петле общей отрицательной обратной связи (ООС) установился стационарный колебательный процесс, отвечающий с большей или меньшей точностью поступающему на вход сигналу.

Очевидно, что нелинейность усилителя проявляется гораздо сильнее во время переходного процесса (длительность которого за счет задержки сигнала в цепи ООС может быть значительной), особенно на его начальном этапе, когда действие ООС наименее эффективно (из-за упомянутой задержки).

В отличие от динамических искажений, приводящих к перегрузке входного каскада на протяжении всей длительности неблагоприятного по параметрам входного сигнала - рассматриваемые переходные НИ имеются даже тогда, когда отсутствуют динамические, но только пока переходный процесс не закончен.

А если учесть, что реальные звуковые программы очень далеки от стационарности и на самом деле вызывают в УМЗЧ почти непрерывный переходный процесс, то при воспроизведении таких программ НИ могут намного превышать измеренные обычными методами в одном и том же экземпляре усилителя.

Вследствие малой длительности переходного процесса по сравнению с временем лабораторных измерений они пока "ускользают" от экспериментального изучения (для этого требуется разработка специальных методов) и в то же время легко воспринимаются на слух на протяжении звучания всей фонограммы.

С этой точки зрения становится понятным преимущество ламповых усилителей: хотя измеряемый уровень НИ у них больше (это относится только к стационарному режиму), в реальных условиях лампы как гораздо более линейные приборы обеспечивают меньшие НИ, чем транзисторы (хотя, конечно, большие, чем те же лампы в стационарном режиме), что и обусловливает лучшее звучание ламповых усилителей.

Однако очевидны такие недостатки ламповых усилителей, как неудобства в эксплуатации, громоздкость и большая масса, значительная потребляемая мощность при сравнительно низких КПД и выходной мощности.

В этой связи выглядело бы заманчивым создание транзисторного усилителя с реальным уровнем НИ не хуже, чем у лампового. Последнее означает, что измеряемый по обычным методикам уровень НИ такого усилителя должен быть снижен на один-два порядка (!) по сравнению с лучшими образцами (можно и больше), чтобы НИ в нестационарном режиме имели приемлемую величину.

Однако применяемые сейчас методы линеаризации транзисторных усилителей, по-видимому, себя уже исчерпали и не позволят достичь требуемого коэффициента НИ (0=0,0001 ...0,00001 %).

Поэтому была поставлена задача изучить возможность получения такого рекордно низкого уровня собственных НИ транзисторного УМЗЧ, не останавливаясь перед сложностью схемотехнических решений, а затем и решить, оправдан ли такой подход, приносит ли он выигрыш по качеству звучания по сравнению с существующими схемами.

Представляемая в настоящей работе конструкция адресована в первую очередь самым взыскательным ценителям высококачественного звуковоспроизведения. Она разработана на основе изложенного в принципа, который является усовершенствованием известного метода снижения искажений, описанного в .

Рис. 1-3. Блок-схемы усилителей.

На рис.1 изображена блок-схема двухкаскадного усилителя с передаточной функцией первого каскада К1 и второго К2, передаточной функцией b цепи общей ООС, охватывающей весь усилитель, и передаточной функцией g цепи местной положительной обратной связи (МПОС), охватывающей первый каскад. Результирующая передаточная функция такого устройства описывается выражением К=К1К2/(1-тК1+рК1К2). (1)

Если установить усиление в петле МПОС тК1=1, то окажется, что в отличие от усилителя с одной ООС, у которого К = К1К2/(1+ |ЗК1К2) и только приближенно К=1/р (при |ЗК1К2»1), передаточная функция данного усилителя будет точно равна 1/р.

При этом глубина ООС должно быть больше глубины МПОС, т.е. |ЗК1К2>уК1, что является необходимым (но недостаточным) условием устойчивости. Таким образом, при уК1=1 подавляются все искажения, которые возникают во втором каскаде и причиной которых является непостоянство его передаточной функции (поскольку К=1/|3 и не зависит от К2).

Однако абсолютно полное подавление искажений возможно только при идеальном первом каскаде. Реально же ему присущи как нелинейные, так и частотные искажения, приводящие к отклонению передаточной функции К1 от оптимального значения. Кроме того, оно изменяется из-за колебаний питающих напряжений, температурного дрейфа и изменения со временем параметров деталей.

Проблемой является и обеспечение совместной устойчивости такой сложной системы при совместном действии ООС и ПОС (второе условие устойчивости), так как введение ПОС уменьшает запас устойчивости исходной системы .

С другой стороны, желательно (для получения наибольшей линейности), чтобы глубина как ПОС, так и ООС была постоянной в рабочем диапазоне частот, т.е. чтобы первый полюс АЧХ системы с разомкнутыми обратными связями находился на частоте f>20...30 кГц, и частота среза в петле ПОС была также не меньше.

Между тем выполнить последние требования и одновременно обеспечить надежный запас устойчивости вовсе не просто, а отступление от них значительно снижает эффективность метода. Видимо, поэтому автору неизвестны примеры использования описанного принципа подавления искажений для целей высококачественного звуковоспроизведения.

Принципиальным недостатком устройства, показанного на рис.1, является, как показывает анализ, то, что петля МПОС включена последовательно в цепь ООС. Значительно улучшить работу устройства можно путем параллельного подключения петли МПОС к петле ООС, т.е. подключив вход второго каскада не к выходу первого каскада (точка 2 рис.1), а к его входу (точка 1).

Блок-схема устройства, предложенного в , показана на рис.2. Важнейшим преимуществом такого устройства является меньший фазовый сдвиг, вносимый в петлю ООС элементами схемы МПОС (от входа устройства до входа второго каскада).

Это понятно из сравнения рис.2 с рис.1, так как очевидно, что фаза сигнала в точке 2 отстает от фазы в точке 1 (рис.1) на фазовый сдвиг, вносимый первым каскадом (и этот сдвиг может быть весьма существенным на частотах 0,2... 1 МГц и выше, в области которых должно обеспечиваться устойчивость устройства).

Данное преимущество является решающим для применения этого метода компенсации искажений в высококачественных УМЗЧ, так как вносимые при его использовании минимальные фазовые сдвиги позволяют получить достаточный запас устойчивости и тем самым обеспечить надежную работу усилителя с МПОС.

Достоинством устройства, показанного на рис.2, является также возможность более независимого (хотя независимость эта относительная, поскольку петли по-прежнему взаимодействуют между собой) и оптимального выбора параметров петель МПОС и ООС в соответствии с их функциональным назначением, которое существенно различно.

Эта большая независимость видна из выражения для передаточной функции усовершенствованной системы К = К2/(1 -7KI +|ЗК2), (2) которое, в отличие от (1), не содержит смешанных произведений передаточных функций элементов, относящихся к различным петлям.

Такое разделение невозможно в устройстве, показанном на рис.1, где первый каскад является общей частью петель МПОС и ООС, вследствие чего его параметры определяют одновременно и свойства ООС, и свойства ПОС. Требования к этим параметрам во многом противоречивы, что также затрудняет решение задачи максимального подавления искажений.

Преимущества параллельного подключения петли МПОС к петле ООС позволяют практически реализовать устройство даже не с одной, а с двумя МПОС, взаимно усиливающими действие друг друга и тем самым улучшающими компенсацию искажений. Блок-схема такого устройства показан на рис.3, где К1, К2, КЗ - передаточные функции трех каскадов основного канала усилителя; в -передаточная функция цепи ООС; а1у1 и а2у2 -передаточные функции первой и второй петли МПОС соответственно, причем равенства а1у1=1 и а2у2=1 устанавливаются с возможно большей точностью. Из его передаточной функции К = К1К2К3/[(1- а1у1)(1-а2у2)+рК1К2К3] (3) следует, что поскольку 1- а1у1<<1, то степень подавления искажений, зависящая от выражения (1-а1у1)(1-а2у2), значительно больше, чем в устройстве с одной петлей МПОС, в котором эта степень определяется одним членом 1 -а1у1<<(1-а1у1)(1-а2у2).

Однако самым замечательным является то, что при одной МПОС минимально достижимый уровень НИ нельзя сделать меньше искажений, вносимых элементами самой петли МПОС, а в устройстве с двумя (или более) петлями МПОС, как показывает расчет, собственные НИ каждой петли МПОС подавляются действием другой, т.е. возможно снизить НИ ниже уровня, определяемого самым линейным блоком устройства, каким должен быть контур МПОС.

Это является существенным преимуществом данного метода компенсации искажений перед другими, позволяющими снижать искажения лишь до предела, определяемого собственной нелинейностью схемы компенсации.

Заметим, что все сказанное выше полностью относится к тем искажениям, которые обусловлены непостоянством передаточных функций (кроме нелинейных, например, амплитудно-частотных). Такие искажения компенсируются в любых частях устройства, кроме цепи ООС b.

Можно показать, что эти искажения компенсируются, если они возникают в частях устройства, находящихся между петлей МПОС и выходом устройства, включая и сам выход, а возникающие между входом устройства и петлей МПОС не компенсируются. Поэтому уровень шума устройства, показанного на рис.3, определяется в основном шумовыми свойствами входного каскада.

Характеристики усилителя мощности

• Номинальное входное напряжение 0,3 В;
• Номинальная выходная мощность на нагрузке 8 Ом (4 Ом) - 40 (80) Вт;
• Частотный диапазон при завалах на краях не более 0,5 дБ - 15-100000 Гц;
• Входное сопротивление - 50 кОм;
• Выходное сопротивление - 0 Ом;
• (с контурами МПОС) Коэффициент интермодуляционных искажений, не более 0,005 %;
• Уровень шума(взвешенный) -105 дБ (с контурами МПОС).

Принципиальная схема УМЗЧ

Принципиальная схема УМЗЧ, соответствующая рис.3, изображена на рис.4. Для получения как можно более низкого уровня НИ основной канал усилителя (без МПОС) задуман как достаточно линейный УМЗН.

Рис. 4. Принципиальная схема транзисторного усилителя мощности НЧ на 80Ватт Hi-End класса.

Для этого все каскады усилителя выполнены двухтактными на комплементарных парах транзисторов, что позволило сделать оба плеча симметричными относительно общего провода и получить более линейную амплитудную характеристику.

Все транзисторы работают в режиме А, за исключением выходного каскада с плавающим смещением на входе (супер-А), которое задается схемой на элементах VT15-VT18, R38-R41, VD15, VD16. Это обеспечивает не выключающийся режим работы оконечных транзисторов при их малом токе покоя.

Входной каскад выполнен по каскадной схеме (VT1, VT3, VT2, VT4). Режим роботы его транзисторов выбран так, что они не входят в режим отсечки или ограничения тока при действии на входе сигналов с амплитудой, в несколько раз превышающей номинальное входное напряжение даже при отключенной ООС.

Этим он выгодно отличается от традиционного дифференциального каскада. Цепочка R19, R18, С7 с частотой среза 90 кГц ограничивает усиление самых высокочастотных составляющих импульсных сигналов, предотвращая перегрузку и последующих каскадов усилителя.

Благодаря этим мерам, а также высокому быстродействию за счет отказа от применения в каскадах транзисторов с общим эмиттером и коррекции по опережению (конденсаторы С5, С6), динамические искажения в усилителе отсутствуют, что особенно важно для устойчивой роботы системы с ПОС.

Напряжение ООС с выхода усилителя подается в точку соединения резисторов R11 и R12, которые вместе с R10 и R13 определяют рабочий ток VT1 и VT2. Одновременно R10 и R13 в составе делителей R14/R10C3 и R15/R13C4 задают передаточную функцию цепи ООС.

Постоянная составляющая выходного напряжения поступает на эмиттеры входных транзисторов через R10R11 и R12R13, а не только через R14 и R15, поэтому глубина ООС по постоянному напряжению намного больше, чем по переменному, и осуществляется жесткая стабилизация постоянной составляющей напряжения на выходе УМЗЧ.

Использование электролитических конденсаторов С3, С4 не приводит, как следует из измерений, к существенному увеличению искажений, так как они поляризованы постоянным напряжением около 4 В (переменная составляющая намного меньше), так что режим их работы практически линеен.

Второй каскад на транзисторах VT5-VT8, включенных по схеме ОК-ОБ, является буферным между двумя контурами МПОС. Диоды VD3-VD6 задают напряжение смещения на базах эмиттерных повторителей VT9, VT10, а диоды VD7, VD8 защищают от слишком сильного его увеличения при неисправностях в усилителе или перегорании одного из предохранителей.

Усилитель напряжения (VT11, VT13 VT12, VT14) также выполнен по каскодной схеме. Напряжение питания первых каскадов около 21 В и задается стабилизатором (VT23, VT24, VD17, VD18). Выходные транзисторы работают с малым током покоя, поэтому термостабилизация их не требуется.

Элементы частотной коррекции R19R18C7, R27C10, R22C8, R23C9 формируют АЧХ усилителя, обеспечивая его устойчивость при действии OOC. Одновременно R19 и R27 служат нагрузкой входного и буферного каскадов соответственно, а также нагрузкой петель МПОС, определяя их коэффициент усиления.

В контурах МПОС использованы полевые транзисторы для минимизации собственных искажений контуров. Каждый контур МПОС -усилительный каскад с коэффициентом передачи около единицы, изменять который можно подстроечными резисторами R58 и R67.

Непосредственным соединением выхода каскада с его входом осуществляется 100%-ная ПОС. Цепочки R57C15 и R66C16 корректируют АЧХ каскадов, улучшая точность компенсации на частотах звукового диапазона. Контуры МПОС подключают к основному каналу в узловых точках А, В и к общему проводу.

Рабочие точки транзисторов первых каскадов и контуров МПОС жестко стабилизированы высокоомными резисторами в их эмиттерных (истоковых) цепях. Этим достигается постоянство характеристик каскадов, подключенных к точкам А и В.

Кроме того, транзисторы VT3VT4 и VT27VT28, VT7VT8 и VT31VT32 - динамическая нагрузка друг для друга, а эмиттерные повторители VT5VT6, VT9VT10 и полевые транзисторы VT25VT26 и VT29VT30 обладают высоким входным сопротивлением, поэтому сопротивление нагрузки для петель МПОС определяется резисторами R19, R27 (на звуковых частотах).

Благодаря этому удалось добиться высокой стабильности усиления в петлях МПОС, которое не зависит от температуры и не изменяется с течением времени.

Налаживание усилителя

Затем подстроечными резисторами R7, R20 и R31 установить нулевое напряжение на выходе усилителя и в узловых точках А и В соответственно. Проверить суммарное падение напряжения на парах диодов VD3VD4, VD5VD6, VD11VD12, VD13VD14, которое должно быть около 2 В. После этого проверить ток покоя выходных транзисторов

VT21, VT22, который должен быть в пределах 20...30 мА. Величину его нужно установить подбором резисторов R38, R39, при которых искажения типа "ступенька" отсутствуют.

К выходу усилителя подключают эквивалент нагрузки сопротивлением 4.8 Ом и проверяют работу схемы плавающего смещения оконечной ступени.

Для этого подключают осциллограф к базам VT19 и VT20 и на вход усилителя подают синусоидальный сигнал с частотой 100 Гц. Осциллограмма должна иметь вид пульсирующего напряжения (типа "выпрямленной" синусоиды) с амплитудой около 5 В при номинальном выходном напряжении и сопротивлении нагрузки 4 Ом. При увеличении сопротивления нагрузки или уменьшении входного сигнала эта амплитуда должна уменьшаться.

Проверяют прохождение через усилитель прямоугольных импульсов. Выбросы на осциллограммах выходного напряжения должны отсутствовать, в противном случае увеличивают емкость конденсаторов С5 и С6. На этом настройку основного канала можно считать законченной.

Отметим, что уже базовый усилитель (без контуров МПОС) обладает следующими достаточно высокими характеристиками (смотри начало статьи).

Настраивают контуры МПОС, подключив их к схеме и установив движки R58, R67 в положение максимального сопротивления, т.е. минимального петлевого усиления контуров МПОС.

Напряжение между стоком и истоком полевых транзисторов должно быть не более 10 В (максимально допустимое для транзистора КП103), но и не слишком малым, в противном случае добиваются нужного значения подбором резисторов R51, R52, R60, R61. Желательно, чтобы комплементарные транзисторы были подобраны в пары с близкими значениями начального тока стока и напряжения отсечки.

Вход усилителя закорачивают, к выходу подключают акустическую систему (АС) или измерительный прибор, а сигнал от источника (генератора сигналов или источника музыкальной программы, богатой низко- и высокочастотными составляющими) с высокоомным выходом подают в узловую точку В, имитируя сигнал искажений.

Общий провод источника соединяют с общим проводом усилителя. Регулировкой R58 добиваются максимального ослабления сигнала на выходе усилителя. Подбором R57C15 улучшают подавление высокочастотных составляющих спектра сигнала.

Настроив первый контур МПОС, отключают его от точки А, а источник- имитатор искажений - от точки В. Выход имитатора подключают параллельно резистору R35 и настраивают второй контур МПОС аналогично первому. После этого вновь подключают первый контур МПОС и наблюдают дополнительное подавление сигнала.

На завершающем этапе проводят прямую проверку подавления НИ в усилителе. Достаточно измерить лишь коэффициент интермодуляционных искажений ОИ, так как при достаточно малых его значениях коэффициент гармонических искажений заведомо приемлем.

В соответствии с методикой на вход усилителя подают два синусоидальных сигнала с частотой 25-30 кГц и разностью частот 1 кГц при одинаковой амплитуде, не превышающей половины номинальной, и оценивают уровень звука, воспроизводимого АС.

При отключенных контурах МПОС можно расслышать очень тихий звук (соответствующий 0И=0,005%), который при их подключении полностью исчезает.

Для наглядной демонстрации подавления НИ можно временно увеличить нелинейность базового усилителя путем подключения цепочки из последовательно соединенных диода в проводящем направлении (например, Д9) и резистора сопротивлением 47 кОм параллельно резистору R9.

При этом ОИ базового усилителя возрастает примерно до 0,5%, комбинационная частота становится отчетливо различимой, и можно более уверенно судить о ее подавлении при подключении контуров МПОС.

Из таких измерений следует, что каждый из контуров МПОС подавляет искажения не менее чем на 30 дБ, а оба они вместе - почти на 60 дБ, так что НИ всего усилителя измерить обычными методами невозможно из-за их крайне малой величины, а можно только оценить с учетом ОИ базового усилителя, уменьшенного на три порядка, что дает фантастическую величину 0И=0,00001%)!

Следует отметить еще одну положительную сторону применения МПОС в усилителе. Так как при прекращении действия общей ООС коэффициент усиления из-за действия ПОС стремится возрастать, то при задержках сигнала в цепи ООС контуры МПОС становятся фактически форсирующими корректирующими устройствами, которые ускоряют процессы в системе и уменьшают фазовый сдвиг между входным и выходным сигналами . Благодаря этому улучшается качество переходного процесса, что также способствует уменьшению искажений.

Субъективное впечатление от работы данного усилителя трудно передать словами, нужно слышать чистоту и прозрачность его звучания. В этом отношении он не только не уступает ламповым усилителям, но и заметно превосходит их, не внося в звуковую картину практически ничего "от себя".

Опыт его эксплуатации в течение 5 лет показал надежность конструкции, а периодические проверки - хорошую стабильность настройки и сохранение точности компенсации искажений в заданных пределах без дополнительных регулировок.

Детали и печатная плата

Печатная плата разработана с учетом обычных требований. Блоки МПОС на транзисторах VT25-VT32 выполнены на двух отдельных небольших платах и в виде модулей и закреплены перпендикулярно плате основного усилителя вблизи узловых точек А и В.

Рис. 5-6. Печатные платы для схемы высококачественного усилителя мощности НЧ.

В усилителе использованы резисторы типа МЛТ, подстроечные резисторы типа СПЗ-29М, конденсаторы К50-16 (СЗ, С4, С11-С14), K73-I7 (C1, C2), КД1, KT1 -остальные. Теплоотводы транзисторов VT21, VT22 расположены вблизи элементов схемы плавающего смещения оконечного каскада для компенсации температурной нестабильности тока покоя выходных транзисторов.

Печатные платы выполнены из фольгированного текстолита. Размер платы основного канала (рис.5) 150 х 105 мм, модулей МПОС (рис.6) 105 х 30 мм.

После распайки всех деталей модули МПОС устанавливают на основную плату вдоль направлений, указанных стрелками на рис.1. Соответствующие печатные проводники плат соединяются согласно принципиальной схемы с помощью проволочных перемычек. Шины общего провода можно соединить с помощью проволочных растяжек, удерживающих платы во взаимно перпендикулярном положении.

Отключение и подключение контуров МПОС при настройке производится перемычками между узловыми точками А, Б и соответствующими точками модулей МПОС.

Для стерео усилителя платы основного канала и модулей МПОС имеют вдвое большую ширину - не 105, а 210 мм, и на них нанесены по два одинаковых рисунка.

Компоновке усилителя следует уделить особое внимание. Провода, соединяющие усилитель с блоком питания, должны быть максимально короткими и большого сечения.

Особенно это касается провода, соединяющего шину общего провода печатной платы с «нулем» блока питания - точкой соединения конденсаторов фильтра.

Если по каким-то причинам последнее требование невыполнимо, то «земляные» выводы конденсаторов С13, С14 лучше не соединять с общим проводом на плате, а, закоротив между собой, соединить с «нулем» блока питания отдельным проводом. К этому же месту подключаются и провода от акустических систем, как показано на рис.7.

Рис. 7. Разводка нуля и подключение АС в усилителе.

Качество компоновки стереоусилителя легко проверить, нагружая один его канал 4-омным эквивалентом нагрузки и подавая на вход этого канала меандр с частотой 2000 Гц, а контроль проводить по АС второго канала, вход которого закорочен. При правильной компоновке сигнала с частотой меандра в АС не должно быть.

Литература:

1. Матюшкин В.П. - Линейный усилитель.
2. Проектирование транзисторных усилителей звуковых частот - Н.Л. Безладнов, Б.Я.Герценштейн, В.И. Кожанов и др. -М.: Связь, 1976.
3. Костин В. - Психоакустические критерии качества звучания и выбор параметров УМЗЧ. Радио-1987-12.
4. Хлыпало Е.И. - Расчет и проектирование нелинейных корректирующих устройств в автоматических системах, 1982.

Ответы Матюшкина В.П. на вопросы тех, кто хочет повторить конструкцию усилителя

- Какова скорость нарастания выходного напряжения? Ответ: Скорость нарастания выходного напряжения не менее 20 В/мкс при включенной ООС.

Какова величина коэффициента усиления? Ответ: Величина Ку определяется величиной коэффициента передачи цепи ООС (обратна ей) и на звуковых частотах - главным образом отношением R14/R10 (R15/R13). Измеренная его величина около 86.

- Какое максимальное напряжение допустимо на входе усилителя без ухудшения его характеристик?

Ответ: При ограничении пиков сигнала в выходном каскаде искажения не компенсируются, поскольку «исправляющее» напряжение звеньев МПОС уже не может изменить ивых. В такие моменты параметры усилителя соответствуют усилителю без МПОС в режиме ограничения, и искажения значительны. Следовательно, ивх не должно быть больше номинального.

- Можно ли избежать использования эмиттерных повторителей, т.е. сократить путь прохождения сигнала?

Ответ: Без эмиттерных повторителей обойтись нельзя. Они необходимы для согласования высокого Rвых буферного каскада и звена МПОС со сравнительно низким Rвх усилителя напряжения. Кроме того, ЭП нужны для усиления сигнала по току, т.к. только они вместе с VT11, VT12 определяют ток раскачки оконечного каскада (VT13, VT14 по току не усиливают, т.к. включены по схеме с ОБ).

- Можно ли понизить отношение сигнал/шум за счет применения в УМЗЧ полевых транзисторов. Если да, то каких и в каких каскадах?

Ответ: В первых каскадах канала усиления необходимо применять комплементарные пары полевых транзисторов с граничной частотой усиления не менее 200 МГц. В звеньях МПОС вполне возможно применение низкочастотных транзисторов, однако для основного канала они не подходят.

В принципе весь УМЗЧ можно выполнить на полевых транзисторах, но это будет уже другая конструкция.

- Можно ли увеличить выходную мощность УМЗЧ, т.е. количество выходных транзисторов?

Наиболее простой вариант - использование вместо VT21, VT22 более современных и мощных КТ8101, КТ8102 и увеличение напряжения питания до ±46 В. Тогда в качестве VT13, VT14 нужно использовать КТ502Е, КТ503Е. Сопротивление резисторов R46, R47 нужно увеличить до 1,5 кОм, а R36, R37 - до 5,1 кОм.

Желательно увеличить емкость конденсаторов в блоке питания. Возможно также понадобится изменить номиналы корректирующих элементов C5, C6, C8, C9, R18 для обеспечения устойчивости. В результате номинальная мощность возрастает по крайней мере до 150 Вт на нагрузке 4 Ом при номинальном входном напряжении ~ 0,4 В.

- Каким должен быть блок питания УМЗЧ: стабилизированным или нет?

Ответ: Блок питания - нестабилизированный двухполярный выпрямитель с емкостями конденсаторов фильтра 10000 мкФ. Применение импульсных источников питания нежелательно, поскольку они создают значительные ВЧ наводки на цепи УМЗЧ.

- Какова должна быть площадь теплоотводов транзисторов VT19-VT22?

Ответ: Площадь поверхности радиаторов выходных транзисторов должна быть не менее 400 см2. В более мощном варианте УМЗЧ (см. выше) она должна быть увеличена до 600 см2. В этом случае следует снабдить небольшими теплоотводами из листового алюминия толщиной 1,5 мм размером 2х3 см2 и транзисторы VT19, VT20.

- Какими диодами можно заменить КД520А?

Ответ: Они могут быть заменены другими кремниевыми диодами, например,серий КД503, Д219, Д220. Поскольку они определяют рабочие точки соответствующих транзисторов, нужно проверить коллекторный ток VT11, VT12, VT13, VT14 в режиме молчания, величина которого должна быть около 5 мА и не более.

Если он значительно меньше, можно увеличить количество последовательно соединенных диодов по сравнению со схемой, если ток больше -уменьшить сопротивление резисторов R28, R29 (для уменьшения 1к VT11, VT12) и увеличить сопротивление резисторов R32, R35 (для уменьшения 1к VT13, VT14).

- Возможна ли замена подстроечных резисторов R7, R20, R31, R53, R67 проволочными типа СП- 5?

- Какое должно быть сопротивление источника сигналов для настройки усилителя?

Ответ: Выходное сопротивление источника сигналов, подключаемого к узловой точке, должно быть не менее десятков килоом, но при слишком большом Rвых уменьшается регистрируемый сигнал. Я настраивал усилитель, подключая источник сигнала через резистор сопротивлением 16- 20 кОм.

При настройке второго контура Rвых нужно уменьшить до ~2 кОм, а выходное напряжение источника увеличить до нескольких вольт, поскольку при этом регистрируемый сигнал существенно меньше, чем при настройке первого контура.

- Какой допустимый уровень постоянной составляющей на выходе усилителя в точках А и В?

Ответ: На выходе УМЗЧ уровень постоянной составляющей должен быть возможно ближе к нулю. Допустимым можно считать 20- 50 мВ. В точках А и В уровень постоянной составляющей может быть нулевым только при идеальной комплементарности пар транзисторов VT5, VT6 и VT9, VT10.

Поскольку на самом деле разброс входных характеристик достигает десятых долей вольта, то и упомянутый уровень должен отличаться от нуля на величину этого разброса, если более приоритетным (как в данном случае) является поддержание одинаковых токов коллекторов в каждой из пар транзисторов. Наличие постоянной составляющей в этих точках не имет принципиального значения.

- Возможна ли подстройка токов коллекторов транзисторов VT11, VT12 резисторами R33, R34 (подстройка резисторами R28, R29 невозможна)?

Ответ: Возможна, но не желательна, так как коэффициент передачи канала усиления сильно зависит от сопротивлений резисторов R33, R34, и изменение их может привести к самовозбуждению, для устранения которого потребуется изменить номиналы других элементов коррекции.

Следует действовать, как указано в РА2/99 (с. 12). Замечу, что при R28=R29=0 1к транзисторов VT11, VT12 тоже будет равен нулю, поэтому уменьшить ток коллекторов уменьшением сопротивлений резисторов R28 и R29 всегда можно. Важно изменять сопротивления одинаково и одновременно. Если это не удается, то либо неисправны транзисторы, либо потенциал в точке В слишком велик, и его нужно отрегулировать с помощью R31.

- Какова причина того, что второй контур МПОС (VT29- VT32) не удается настроить? Испытания проводились в обоих каналах усилителя, все элементы МПОС исправны, напряжения на транзисторах соответствуют рекомендованным в статье.

Ответ: В-контур МПОС настроить сложнее, хотя принцип настройки одинаков. Во-первых, трудно получить значительный уровень сигнала на выходе усилителя. Во- вторых, при подключении имитатора к усилителю напряжения и оконечному каскаду легко наступает самовозбуждение, а даже при незначительном возбуждении R67 уже практически не действует. Поэтому при настройке нужно контролировать отсутствие генераций.

В- контур можно настроить по минимуму нелинейных искажений при проведении эксперимента, описанного в конце статьи. Номиналы элементов схемы выбраны так, что даже без настройки точность установки а1, у1 порядка 10%, и задача сводится к достижению максимально возможного эффекта.

- Требуется ли подбирать транзисторы по коэффициенту усиления?

Ответ: Биполярные транзисторы (в основном канале усиления) подбирать не нужно. Полевые транзисторы (в контурах МПОС) желательно подобрать по значениям начального тока стока и напряжения отсечки.

Ответ: Вначале был собран один УМЗЧ. После доводки схемы она была повторена как второй канал стереоусилителя. Он был работоспособен и имел близкие к первому характеристики без подбора элементов (не считая полевых транзисторов). Это свидетельствует о хорошей повторяемости конструкции.

Радиолюбитель из г. Житомира Дубченко Р. собрал усилитель, слушает его с акустикой S- 90 и доволен звучанием. Сообщил, что у него получились практически все эксперименты с контурами МПОС (настройка и подавление искажений), описанные в статье.

Ответ: Судя по симптомам, проблемы не в самом усилителе, а от неправильной стыковки его с источником сигнала (ИС), блоком питания (БП) и нагрузкой. Входное сопротивление усилителя сравнительно велико, поэтому его вход чувствителен к наводкам.

Ни в коем случае нельзя переносить "земляной" вывод нагрузки к общей шине печатной платы. Коллекторный провод каждого выходного транзистора нужно свить в один жгут с эмиттерным, базовый провод оставить свободным. Если длина проводов больше 10 см, следует укоротить их.

Шум исчезает после подключения первого контура МПОС к точке А. До этого он, действительно, ощутим. Однако пока усилитель не налажен, контуры МПОС подключать не следует. Сначала надо добиться устойчивой работы усилителя на эквивалент нагрузки и только потом подключать АС.

- Какие транзисторы серий КП103 и КП303 можно применять, какой допустимый разброс их параметров и какое номинальное напряжение между стоком и истоком?

Ответ: Можно применять транзисторы КП103Е, Ж, И; КП303А, Б, Ж с разбросом параметров 20-30%. иси.ном ~9 В. Приводим также ответы автора на вопросы по статье В. П. Матюшкина"Физиологическое регулирование тембра" (см. ниже)

- Какую функциональную зависимость должен иметь переменный резистор R15 (рис.4,а)?

Ответ: Лучше использовать переменные резисторы R14, R15 с линейной характеристикой регулирования.

- Какие схемы предварительного усилителя, регуляторов громкости и стереобаланса применил автор?

Ответ: Можно использовать любые схемы этих устройств.

- Являются ли кривые на графике рис.4,б в высокочастотной области продолжением кривых в низкочастотной (кривые 0, 1, 2)?

Ответ: Высокочастотные части АЧХ на рис.4,б показаны при различных положениях движка R15 для иллюстрации их характерной формы. Вид их при f>>1 кГц практически не зависит от положения переключателя SA1. Другими словами, регулировки тембра НЧ и ВЧ не зависят друг от друга, как в обычных регуляторах тембра.